电子镇流器如何滤除传导干扰？
抑止传导干扰的方法有很多种，其中最有效的办法是采用无源滤波器。对差模干扰与共模干扰所采用的滤波路是不同的，图1a是抑制差模干扰所用的滤波器。可以在相线L与中线N 之间并接电容Cd（采用X2安规电容），或在L（N）线中串接差模电感Ld，或两者的组合。
图1 抑制传导干扰的的两种无源滤波器对共模干扰所用的滤波器也有几种形式：即在L、N线上串接共模电感Lc,在相线与地之间以及中线与地之间分别并接一个电容C1、C2（一般 C1=C2，采用Y2瓷片安规电容），或两者的组合，如图1b所示。有时在整流后直流电压的负端与地之间接瓷片安规电容，也会对抑制共模干扰起一定作用。
顺便指出，两个共模电感串接起来其滤波效果要比一个共模电感好，它不能用一个电感量较大的共模电感来代替，这是因为共模电感的每一个绕组除自感外，两个绕组之间还存在有互感，两个共模电感的串联，并不能简单看成是其自感量相加。
电子镇流器常用的滤波电路如图2所示。在设计PCB板时，不妨把所用的滤波电路尽量做得复杂一些，既包含抑制差模干扰所用的滤波器，又包含抑制共模干扰所用的滤波器，甚至包含两级共模电感。通过试验，逐步优化，在满足EMC测试要求的前提下，将不必要的、价格较贵而又作用不太显著的元器件去掉，以达到最优的性价比。
图2 电子镇流器常用的滤波电路
怎样去除电源回路带来的低频干扰
低周波电磁场屏蔽处理。隔离变压器，添加屏蔽罩接地，串入电感式滤波电路。
怎样滤除开关电源对模拟电路的干扰
1）条件许可的话，也可以改变载波频率以避开干扰的；
2）可能的话，降低8脚上拉电阻阻值，以进一步降低输出阻抗，提高抗干扰能力；
3）非用开关电源就需要进行电磁屏蔽，及再加个阻容退耦电路；
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如何克服开关电源的干扰
随着开关电源技术的不断发展和日趋成熟，各个应用领域对开关电源的需求也不断增长，但是，开关电源存在严重的电磁干扰(EMI)问题。它不仅对电网造成污染，直接影响到其它用电电器的正常工作，而且作为辐射干扰闯入空间，对空间也造成电磁污染。于是便产生了开关电源的电磁兼容(EMC)问题。电磁兼容是指设备或系统在其电磁环境中能正常工作且不对该环境中任何事物构成不能承受的电磁骚扰的能力。
开关电源的电磁干扰可分为传导干扰和辐射干扰两大类。传导干扰通过交流电源传播，频率低于30 MHz。辐射干扰通过空气传播，频率在30MHz以上。
本文针对一种桌面式180W塑壳开关电源(负载是12V／15A的半导体制冷冰箱，电源外形大小205mm×90mm×62mm)所存在的电磁干扰超标问题，从原理上进行了分析，并探讨了解决方案。
1 180 W开关电源的电路结构分析与电磁干扰测试
1．1 主电路与结构布局分析
该开关电源的电路原理如图1所示。
电容滤波整流器功率因数低，整流二极管导通时间较短，滤波电容充电电流瞬时值的峰值大，整流后的电流波形为脉动状，产生高的谐波电流。
半桥电路中高频导通和截止的S1、S2、D3、D4和变压器T1是开关电源的主要骚扰源，产生高频高压的尖峰谐波振荡，该谐波振荡产生的高次谐波，通过开关管与散热器问的分布电容传入内部电路或通过散热器及变压器向空间辐射。
该开关电源的内部布局如图2所示，左边是交流电源输入和直流输出，靠左边上下两侧留有通风孔，风机在右边，采用向外抽风方式散热，保证塑壳内的热量及时排出，避免热量在塑壳内积聚。该布局的优点是通风路比较通畅，但也存在缺点—输入输出接口电缆安装得较近，在它们之间容易产生空间耦合，形成辐射骚扰。
1．2 电磁干扰测试
表l所列为测得的7～21次谐波电流的数值，其中11、15、17次谐波电流都超标。
辐射骚扰预测结果在30～50MHz和100MHz处超出限值，如图4所示。
2 电磁干扰的抑制
2．1 谐波电流的抑制
采用功率因数校正可以解决谐波电流超标的问题。有源功率因数校正采用Boost升压PFC电路，功率因数提高到O．99以上，使得谐波电流很小，但电路复杂，成本也不低，而且电路中的开关管和高压整流二极管的开关噪声将成为新的骚扰源，使整机的EMI达标增加了难度。
考虑到在交流输入电压(AC 220～250V)范围内，满足电压调整率情况下，适当减小滤波电容，输入串联电阻可以在一定程度上降低滤波电容充电电流瞬时值的峰值，满足谐波电流限值，且功率损耗在可以接受的范围之内，整机电源效率下降不多，也不失为较好方法。采用这一方法后实测谐波电流值如表2所列。
2.2传导骚扰的抑制
传导噪声主要来源半桥变换器中功率开关管S1及S2以频率25 kHz交替工作，功率开关管集电极发射极电压Uce和发射极电流，。波形接近矩形波。傅立叶分析表明，矩形波脉冲具有相当宽的频率带宽，含有丰富的高次谐波，脉冲波形的频谱幅度在低频段较高。另外，功率开关管在截止期间．高频变压器绕组漏感引起的电流突变，也会产生尖峰干扰。
输入滤波器是为变换器的电磁骚扰电平和外界的电磁骚扰源设计的一种低阻抗通道(即低通滤波器)，以抑制或去除电磁骚扰，达到电磁兼容的目的。
如图5所示，输人滤波器是由电感(LFI、LF2)和CY电容(C4、C5)及Cx电容(C1、C2、C3)组成的低通滤波器电路构成。对频率较高的噪声信号有较大的衰减。C1、C2、C3是滤除共模干扰的电容，C4、C5是滤除差模干扰的电容，LF1、LF2是共模线圈。
图3中低频传导干扰(O.15～lMHz范围)超标，共模噪声的主要骚扰源是功率开关管，低频传导干扰抑制以增加共模电感的电感量为主，当共模电感从原设计的15mH增加到24mH时，低频传导干扰最大处下降30dB，得到了显著改善。如图6所示。
输入滤波器对20MHz以下噪声抑制有明显的效果。理想输入滤波器是低通滤波器，但实际上是带阻滤波器，电容器的引线电感和电感线圈上的寄生电容，在频率较高时影响就不能忽视。在1MHz时就变得十分明显了。
当开关电源频率增加时，所需的共模电感可大大减小，共模电感体积也减小。但是，开关电源在20MHz以上频带的辐射噪声份量有所增加，给辐射骚扰的达标带来麻烦。开关频率和共模电感的关系如表3所列。
由于共模电感线圈存在寄生电容，高频噪声成分经过寄生电容向外发射骚扰，故使用单个大感量共模电感不容易达到好的高频滤波效果，一般采用两个共模电感，同样的电感量抑制高频噪声很见效，将有6dB以上的差值。
Cx电容器高频阻抗频率特性是一个关系电磁骚扰抑制效果的重要参数。电容器在高频使用时等效为r(等效串联电阻)+c+L(等效串联电感)电路。由于电容器自身的固有电感(即等效串联电感)存在，在频率低的范围，电容器电抗呈容性，在频率高的范围，电容器电抗呈感性，这时抑制骚扰的能力就明显下降。电容器的固有引线电感越小和骚扰源的高频内阻抗越大，则抑制骚扰的效果越好。
首先，从电磁骚扰源产生的机理人手，查找辐射骚扰源的所在，从根本上降低其产生辐射骚扰噪声的电平。在输出电压比较低的情况下，输出整流器和平滑电路的干扰可能比较严重+通过减小环路面积可以抑制di／dt环路产生的磁场辐射。整流及续流二极管工作在高频开关状态，也是个高频骚扰源。二极管的引线寄生电感、结电容的存在以及反向恢复电流的影响，使之工作在很高的电压及电流变化率下，且产生高频振荡，二极管反向恢复的时间也越长，则尖峰电流的影响也越大。
C4及Cs的引线和连接地引线应尽量短，以使接地阻抗尽量小，噪声能经过电容旁路到地线，C4及C5取较大电容量滤波效果好，但是，随着电容量的增加泄漏电流也增加了，而泄漏电流值是电气安全中的重要指标，决不允许超过规定数值一一般的漏电流限制是3.5 mA，此桌面式塑壳开关电源属手持式设备，最大漏电流限制为O．75 mA，实测值为O.55mA。
电源输入线缆要短，滤波器尽量靠近输入端口，避免滤波器输入输出发生耦合，而失去滤波作用。接地尽量简短可靠，减小高频阻抗，使干扰有效旁路。经过数次整改后，得到满意的结果如图7所示。
2．3辐射骚扰的抑制
辐射骚扰足指由任何部件、天线、电缆或连接线辐射的电磁干扰。
通常在电路元件布局上，应尽量使输入交流和输出直流插座(包括引线)分开并远离。采用一端输入另一端输出是．种合理的布局。但考虑电源内部散热通风，该电源采用图2的散热结构。不可回避的问题是输入输出线缆之间可能发生空间耦合，当有高频传导电流通过时就会产生强烈的辐射。
首先，从电磁骚扰源产生的机理入手，查找辐射骚扰源的所在，从根本上降低其产生辐射骚扰噪声的电平。在输出电压比较低的情况下，输出整流器和平滑电路的干扰可能比较严重，通过减小环路面积可以抑制di／dt环路产生的磁场辐射。整流及续流二极管工作在高频开关状态，也是个高频骚扰源。二极管的引线寄生电感、结电容的存在以及反向恢复电流的影响，使之工作在很高的电压及电流变化率下，且产生高频振荡，二极管反向恢复的时间也越长，则尖峰电流的影响也越大。
铁氧体磁环和磁珠使用方便，价格便宜，抑制电磁干扰效果明显。铁氧体电感的等效电路为由电感L和电阻R组成的串联电路，L和R都是频率的函数。电阻值随着频率增加而增加，这样就构成了一个低通滤波器。低频时R很小，L起丰要作用，电磁干扰被反射而受到抑制；高频时R增大，电磁干扰被吸收并转换成热能，使高频干扰大大衰减。不同的铁氧体抑制元件，有不同的最佳抑制频率范围。通常磁导率越高，抑制的频率就越低。此外，铁氧体的体积越大，抑制效果越好。在体积一定时，长而细的形状比短而粗的抑制效果好，内径越小抑制效果也越好。铁氧体抑制元件应当安装在靠近干扰源的地方。对于输入、输出电路，则应尽量靠近屏蔽壳的进、出口处。
整流二极管使用肖特基二极管，其阳极套铁氧体磁珠(φ3.5×φ1．3×3．5)，直流输出线缆用铁氧体磁环绕(φ13．5×φ7.5×7)2.5圈且靠近出口处。整改后辐射干扰最大处下降了约lOdB，但40MHz和100 MHz处余量较小，准峰值测试仅有5dB裕量。考虑到认证过程繁琐，周期长，而且各个认证检测服务中心之间允许有2～3dB的误差，产品的预测应在6dB以上的裕量为合适，如图8所示。
铁氧体磁珠、铁氧体磁环的使用对骚扰源噪声的抑制有了较大改善，如仍还不能满足要求，只好采用屏蔽措施，在输入输出之间用2mm厚的铝板隔离，以切断通过空间耦合形成的电磁噪声传播途径。结果辐射骚扰噪声裕量达到了12dB以上，抑制噪声效果相当明显。通过以上措施大大降低辐射骚扰噪声电平，如图9所示。
3m法电波暗室与IOm法电波暗室测试规定限值的转换：由于标准GB9254认定ITE(信息技术设备)在10m测量距离处得到辐射骚扰限值，而较多的EMC检测服务中心是在3m电波暗室内测试，因为场强大小与距离成反比，所以在3m法中测得的噪声电平比在10m法时的噪声电平值要下降10 dB。
图4、图8、图9是由3m法电波暗室测得，其辐射骚扰限值为30～230MHz准峰值限值40dB，230～1000MHz准峰值限值47dB。图10是由10m法电波暗室测得，图9与图lO比较，辐射噪声波形相差不多。仅在儿个频率点的噪声电平略有增加。
3 结语
经过以上的整改后，再次测试l80W电源的电磁兼容完全达到了设计要求。在电源设计初期解决EMI问题，结构尚未定型，可选用的方法多，有利于降低成本。
除以上所述的抑制措施外，还有其它一些方案，但设计方案都要兼顾电源成本。
与EMI相关的因素多且复杂，仅做到上述的几点是远远不够的，还有接地技术、PCB布局走线等都是很重要的。电磁兼容的设计任重而道远，我们要不断进行研究，以使我国的电子产品电磁兼容水平与国际同步
怎么滤除220v电源传导过来的干扰
根据谐波频率的不同，可以选用滤波器、电抗器、磁环等谐波抑制器件。
如何滤除开关频率骚扰
高频开关电源在高保真音频功放中的应用研究引言
一般高保真音频功率放大器使用的电容滤波整流电源必须使用大容量变压器才能保证较高的性能，因此电源系统存在体积大、质量重、成本高等问题。设计良好的线性稳压电源，具有很高的性能，并可在一定程度上减轻电源系统的质量。但由于稳压电路必须使用优质元件，这会进一步降低电源的性价比。同时，稳压电路中的功率管因为工作在放大区，消耗的功率较大，会导致电源系统效率的下降。
高频开关电源(以下简称开关电源)具有体积小、质量轻、效率高的特点，因而在电子产品中获得了广泛应用。但由于一般的开关电源在音频功率放大器中的表现并不尽如人意，因此它一直没能在高保真音频功率放大器中获得广泛应用。
深入分析开关电源在音频功率放大器中表现欠佳的原因，是开发音频专用开关电源的关键。实践证明，基于对音频功率放大器电源的特殊要求和开关电源特点的分析结果，采取针对性措施设计的开关电源，在音频功率放大器中表现得很优秀。实验和主观听音评价都表明，它完全可取代其他形式的电源成为高保真音频功率放大器电源的主流。
2 开关电源的电磁干扰并不是主要矛盾
一般认为，开关电源的电磁干扰是影响其音质表现的主要因素，然而通过对这些干扰频率成分的分析，可以发现这实际上是一种误解。
开关电源电磁干扰的形成有多种原因，主要包括如下几个方面：
(1) 输入电路的电磁干扰
工频交流电经过整流滤波后是以导通时间短、峰值大的脉冲电流方式提供能量的。这种脉冲电流包含一系列的谐波分量。这些谐波分量会沿着传输电路产生传导干扰和辐射干扰。然而这种干扰并不是开关电源所特有的，它也出现在一般的使用电源变压器的电容滤波整流电路中。因此这并不是开关电源的主要干扰。
(2) 开关回路产生的电磁干扰
开关回路产生的电磁干扰是开关电源的主要干扰源之一。开关电源的功率变换管工作在大电流开关状态，其变换波形为矩形波。由于矩形波具有丰富的奇次谐波，因此，会产生特有的谐波干扰。
事实上，变换波形不可能是理想的矩形波，开关功率晶体管开启和关断瞬间矩形波会产生畸变。开关功率晶体管负载是高频变压器，由于高频变压器的初级线圈与储存在开关管寄生电容中电荷的作用，在开关管导通的瞬间，变压器初级会出现很大的电流，会造成一种幅度较大的尖脉冲，叠加在矩形波的起始部分，其频带较宽且谐波丰富，会产生高频干扰。当原来饱和的开关管关断时，由于变压器的漏磁通，致使一部分能量没有从一次线圈传输到二次线圈，储藏在漏感中的这部分能量将和集电极(或漏极)电路中的电容、电阻形成带有尖峰的衰减振荡，叠加在关断电压上，形成关断电压尖峰，其特点也是谐波丰富，并且频率很高。这些谐波干扰可以传导到输入输出端对电网和负载形成传导干扰。另外，由高频变压器的初级线圈、开关管和滤波电容等构成的高频开关电流环路可能产生较大的空间辐射，形成辐射干扰。
(3) 二次整流回路产生的电磁干扰
二次整流回路一方面会产生和一次整流回路类似的谐波干扰，但由于变换频率远高于工频，因此这种干扰的频率要高很多。另一方面二次整流二极管在正向导通时会使PN结内的电荷积累，二极管加反向电压时积累的电荷会消失并产生反向交流。由于开关管变换器的频率较高，二极管由导通转变为截止的时间很短。因此，要在短时间内使存储的电荷迅速消失就会有很大的反向浪涌电流流过变压器，在变压器漏感和其他分布参数的影响下，也会形成频率很高的电磁干扰。
纵观这些干扰，可以看到，它们都是一些超过电源开关频率的高频干扰。文献[3-4]指出：开关电源电磁干扰的频率都高于开关电源的开关频率。
电磁兼容性不好的开关电源确实会影响收音机、电视机、移动通信设备等无线电设备的正常工作。但如果将开关频率设计在100 kHz以上(采用MOS管一般可将开关频率做到200 kHz)，即使对这些干扰不采取特别的措施，也不会影响到通频带相对比较窄的音频功率放大器的正常工作。
事实上，正因为开关电源存在各种各样的电磁干扰，在开关电源几十年的发展过程中，人们也在降低其电磁干扰方面做出了很大的努力。通过吸收电路降低电路中电压和电流的变化率；使用软开关技术修正变换波形；使用EMI滤波技术抑制开关电源的传导干扰；选择合适的驱动电路，控制开关开启和关断时电压和电流的变化率；优选元器件(包括功率管、二极管、变压器等)；进行合理的PCB布局、布线及接地，减小PCB的电磁辐射和PCB上电路之间的串扰；加强屏蔽等措施。设计出符合EMC(电磁兼容)标准的开关电源已不难。
3 音频功率放大器开关电源形式的选择
音频功率放大器电源要求功率储备量大，只有这样才能应付交响乐巨大的动态；同时由于经常处于负载的迅速变化中，电源的反应速度必须非常快，才能还原那些猝发性的高频信号。大的功率储备量和高反应速度是设计音频功率放大器专用开关电源的两条基本原则。通常的开关电源没有在这两方面做出特别的考虑，这正是它们无法适应音频功率放大器的根本原因。事实表明依照这两条原则设计出来的开关电源，在音频功率放大器中的表现是优秀的。
开关电源的高频变换电路形式很多，常用的变换电路有推挽、全桥、半桥、单端正激和单端反激等形式。半桥式变换器电路因为比普通单端式电路输出功率大得多，比较适合在瞬时输出功率大、动态范围大的音频功率放大器中使用，此外高频变压器初级在整个周期中都流过电流，能防止高频变压器磁芯出现单向偏磁发生磁饱和，磁芯体积利用得更加充分，在同样的功率下磁芯可用得更小。同时它又克服了推挽式电路的缺点，对功率晶体管配对程度要求较低，对晶体管耐压和输入滤波电容耐压要求也比较低。加上它比全桥式变换器结构简单、成本低，所以它是音频功率放大器开关电源首选的变换形式。
开关电源的稳压是通过调节功率开关管的占空比来实现的。常用的改变占空比的控制方式有2种：即脉冲宽度调制(Pulse Width Modulation，PWM)和脉冲频率调制(Pulse Frequency Modulation，PFM)。脉冲宽度调制器根据开关电源输出电压，自动地改变方波脉冲宽度，从而改变功率晶体管的导通时间，以此稳定开关电源的输出电压。脉冲频率调制器则保持导通时间不变，根据开关电源输出电压，自动地改变方波频率而改变占空比。由于频率控制方式的工作频率是变化的，后续电路滤波器的设计比较困难，因此，音频功率放大器的开关电源也与绝大部分的开关电源一样，适宜采用PWM控制。
大多数开关电源均采用电压型控制电路。其基本工作过程为：比较电路将经采样后的输出电压与基准电压相比较，当某种因素引起输出电压变化时，比较结果将产生误差信号，开关电路的脉冲宽度则受放大后的误差信号控制，达到稳定输出电压之目的。这种控制方式与文献[2]中分析的具有比较放大电路的线性稳压电源存在相似的缺点：误差放大电路会影响电源的瞬态响应，当负载迅速变化时因调控网络的滞后，电源输出电压会出现瞬间下跌。因为晶体管音频功率放大器等价于一个阻抗迅速变化的负载，而采用电压型控制电路的开关电源因不能跟踪这种迅速变化，所以并不适合于音频功率放大器。
从电源的输出端看，由于输出电压相对比较稳定，△U总是比较小的，误差信号必须经过放大才能驱动PWM电路。反观输出电流，由于总体来说电源内阻较小，因此只要有微小的△U，就会反应为很大的△I。如果将△I直接加到PWM电路中去，利用它控制脉冲宽度，从而调整输出电压，就跳过了误差放大环节，电源的反应速度将大大提高。这就是电流型控制电路。因此，采用电流型控制电路的开关电源瞬态响应(达10μs级)要远优于电压型控制电路(仅ms级)。由于电源的内阻不是线性电阻，电流控制比较难实现高精度。因此，晶体管音频功率放大器开关电源应该同时引入2种控制方式。
开关干扰虽不是影响音质的主要因素，但为了达到电磁兼容标准，采取了各种常规的抑制干扰措施，并加上软开关技术。图1是适合音频功率放大器的开关电源工作流程图。
依照图1设计的1 000W，±70V音频功率放大器开关电源不论从测试情况看还是从实际工作表现上看都很优秀。
4 100 Hz纹波的测试
开关电源首先直接对交流电进行整流滤波，然后再进行开关变换、二次整流、PWM控制稳压。在整个过程的前端会产生频率为100 Hz的纹波，这种可能对声音造成污染的纹波分量的大小是反映电源品质的一个重要指标。由于滤波电容一般都用得不是很大(2 000μF左右)，重负荷时前端产生的纹波是比较强的，虽然在后面的过程可消减这种纹波，但并不能完全消除它。图2～3是在4 A的负载电流下对电源纹波进行定量测试的结果，测量方法与文献[2]类似。
从图中可看出，纹波的P-P值约为20mV，虽然比文献[2]中的线性稳压电源高了5倍，但仍然很小，特别是在负载电流比较小的情况下纹波更小，实践表明，将开关电源实际应用到晶体管音频功率放大器中去时，并不会造成100 Hz的交流声干扰。
5 开关干扰的测试
图4～5是在4 A的负载电流下对负载端电源传导干扰的定量测试结果，测量方法与纹波电压的测量类似。从图4可看出主干扰的幅度约为1 V(P-P)，并不算大。从图5可看出主干扰的频率约为7 MHz，远远落在音频范围之外，故不会对音频功率放大器的工作造成影响。
通过观察与开关电源相距0.5 m并与之共电源插线板的计算机、电视机，没有发现传导干扰和辐射干扰对它们的影响；将调频收音机放在离开关电源0.5 m处也不会受到任何影响；但将中波收音机放在离开关电源1 m处会受到明显的干扰，这与调幅波抗干扰能力较差有关(一般采用电子起辉的日光灯都会严重地干扰中波收音机的工作)，同时也与实验用开关电源没有采取屏蔽措施有关。
6 瞬态交流负载特性测试
电源的瞬态交流负载特性比其静态负载特性更能反映电源性能。通过对它的测试可以清楚地反映电源的动态特性，并能计算电源在各种情况下的动态内阻。具体的测量方法与文献[2]相似。
测得零信号输入时电源电压为±70.88 V。将电源接入功率放大器，用8 Ω的大功率电阻作为功放的负载RZ。设定信号发生器的信号频率为50 Hz，将信号加入功放输入端，同时用示波器观察RZ两端的波形，调节信号幅度，在即将出现削波失真时测量RZ两端的电压。测得峰值电压为68 V，对应交流电压有效值为48 V，如图6所示，因此最大正弦波输出功率为288 W。固定输入电压，让功率放大器工作在最大正弦波输出状态，改变信号频率，测量在不同频率下电源电压的瞬间变化情况。
因为正负电源的瞬间变化情况非常相似，仅给出正电源瞬间变化情况的实验结果。
在图7中，示波器水平基线以上的曲线部分表示功率放大器处于负半周工作状态，这时NPN型功放管的偏置降低，直到截止，因此正电源的电压会上升，水平基线以下的曲线部分表示功率放大器处于正半周工作状态，正电源负载加重，电压出现下跌。其下跌幅度为0.7 V，因为此时的峰值电流为68 V／8 Ω=8.5 A，故此时电源的动态内阻为0.082 4 Ω。
图8～11分别为50 Hz，500 Hz，5 kHz，50 kHz时正电源电压的瞬间变化情况，根据这些图可以计算电源在各种频率负载下的动态内阻。计算结果如表1所示。
计算结果表明，随着负载频率的增大，开关电源的动态内阻会明显减小。当频率为20 Hz，50 Hz时开关电源的内阻约为文献[2]中的线性稳压电源内阻的2倍，500 Hz时开关电源的内阻约为线性稳压电源内阻的1.3倍，当频率为5 kHz时开关电源的内阻下降到线性稳压电源内阻的24％，50 kHz时的内阻只有线性稳压电源内阻的10％左右。这表明这款开关电源有着极低的高频内阻(在频率为50 kHz时电源内阻只有10-3Ω数量级)。电源之所以具有这种频率特性，很可能与PWM电路的动作还受到△I／△t(电流变化率)的影响有关。
虽然电源的低频内阻相对文献[2]中提供的线性稳压电源来说是高了一些，但相对于传统的电容滤波全波整流电路仍然是非常小的。
因此可预计，这款开关稳压电源在高保真音频功率放大器中将会有良好的表现。
7 实际试听表现
试听用器材与文献[2]基本相同，只是放大器的不失真功率由162 W变为288 W。这是因为开关电源的输出电压高达±70.88 V，用它驱动的OCL功率放大器不失真功率要大得多。实测这款采用了失真校正技术的功率放大器在200W功率输出时1 kHz非线性失真小于0.007％。
对比电源是文献[2]中提到的由1 500W变压器为核心组建的传统电容滤波桥式整流电源，变压器次级使用双49 V抽头，滤波后空载直流电压约为±68 V，与开关电源电压接近。试听节目源包括大编制交响乐、弦乐、美声、通俗等各类优质CD，SACD片源。
(1) 静态对比
将功率放大器的静态电流调到200 mA左右，不管是用传统的电容滤波桥式整流电源供电还是用开关电源供电，静态时背景都非常宁静，将耳朵贴近低音扬声器也听不到交流声，但将耳朵贴近高音扬声器能昕到均匀的高频噪声。如果将功率放大器的静态电流调到1.5 A左右，使用传统的电容滤波桥式整流电源供电时，耳朵贴近低音扬声器可以听到交流声。但使用开关电源供电时依然听不到交流声。究其原因，在于电容滤波电路的纹波分量会随负载的加重而变大。而采用开关电源时虽然负载加重也同样会导致一次整流滤波后的纹波分量变大，但后面的变换、稳压电路则可降低纹波，使得负载加重时纹波的变化不明显。
(2) 动态对比
通过播放各类节目源，进行反复的A，B对比，可以发现用开关电源供电时在低音的冲击力、宽松度、形体感；中音的密度、纯净度；特别是高音的穿透力、细腻度各个方面都明显胜出。而且没有任何开关干扰影响音质的迹象。
特别是对大编制交响乐，用开关电源供电时，在乐曲的高潮部分，虽然管弦乐齐奏发出巨大声响，但还可清晰地听到那些微弱的声音，如翻乐谱的声音、演奏者的气息声等，令人感到细节丰富、声场定位准确、临场感强烈。特别是对那些近年来录制的SACD片源，在大动态时能感受到整个乐队演奏背景非常宁静。而用传统的电容滤波桥式整流电源供电，则必须集中精力去捕捉才能发现一些微弱声音，高潮时声场定位变得模糊，整个乐队演奏背景宁静度严重下降，使人感到演奏似乎是在一个比较嘈杂的环境下进行的。
如果将开关电源与文献[2]中的线性稳压电源进行中小音量对比，发现它们的区别很小，一般没有经验的人很难听出它们的差别，但高保真音响爱好者在A，B对比的情况下还是能发现它们的细微区别，例如用线性稳压电源供电显得低音鼓的声音要浑厚一些，声音的尾韵要略长，用开关电源供电则显得低音收得稍快，低音乐器的位置显得稍偏高一点。在中高音区，用线性稳压电源供电在声音的圆润度方面略好，开关电源在解析力方面略强。总体来看虽然风格稍有不同，但没有高下之分，两者的表现相当，处于同一个层次上。
因为笔者所介绍的开关电源的输出电压比文献[2]中介绍的线性稳压电源的输出电压高出很多，用开关电源驱动功率放大器可得到大得多的不失真输出功率。因此在大音量情况下对比，用开关电源供电显得轻松自如、推力十足。但这种对比是不公平的，如果将线性稳压电源的输出电压也提高到±70 V，预计这两种电源的表现将不分伯仲(因为变压器次级没有设计电压更高的抽头，没有进行这种比较)。
8 结论
设计成功的开关电源，其性能可远远超过容量相同的传统电容滤波电源，并且质量不到传统电源的1／10。如果通过深入研究，进一步改进PWM电路的控制方式，降低电源在低频负载时的动态内阻。预计其性能可以超过线性稳压电源。加上开关电源具有效率高、成本低、体积小等优点，它完全可能也应该成为高保真音频功率放大器的主流电源。
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