今天小编要和大家分享的是SEPIC电路,临界断续模式,L6561相关信息，接下来我将从高效临界模式SEPIC PFC电路设计，乘法器内置thd优化电路,以减小过零点失真,降低thd值(这是l6561所不这几个方面来介绍。
乘法器内置thd优化电路,以减小过零点失真,降低thd值(这是l6561所不
1、临界模式SEPICPFC电路原理分析
基本的SEPIC拓扑如图1所示。L1，L2为滤波电感，UL1，UL2，iL1，iL2为两个滤波的电压和电流;C1，C2为电容，UC1，UC2为电容上的电压;Ui为输入电压，Uo为输出电压;Q为功率MOSFET，Uds为其漏-源极电压，iq为MOSFET电流;D为输出二极管，Ud为输出二极管两端电压，id为输出二极管电流;R为负载。根据控制电路的原理，这里临界模式指电感L1与L2中的电流加和之后临界断续。
为了简化电路分析，可做如下假设：
根据以上假定，临界断续模式的SEPIC电路的工作状态如图2所示，变换器的静态工作主要波形如图3所示。其中，T为开关管的开关周期，d为MOSFET（即开关管Q）的占空比，Ui为整流后的交流电压为正弦半波，由于功率器件的开关周期远远小于工频周期，在较短的几个工频周期内，Ui可以近似认为不变。在这段时间内：
（1）t=0～dT，开关管Q导通，二极管D关断，如图2（a）所示。电感L1两端的电压为输入电压，电感L1上的电流线性上升。C1上电压UC1对电感L2充电，电感L2上的电流线性上升。负载R的能量由C2提供。
2）t=dT～T，开关管Q关断，二极管D导通，如图2（b）所示。电感L1的电流通过电容C1，二极管D对电容C2和负载R供电;电感L2的电流通过二极管D对电容C2和负载R供电。
在稳态下，根据电感伏秒平衡原理，假定电容C1足够大，则有
由于电感L1和L2满足伏秒平衡，据图2，则有
开关管Q的电流峰值为电感L1和L2电流峰值之和为
当变换器输出功率和输入电压一定的情况下，输入电流也固定，则由上述推导可知：变换器输出功率和输入电压一定时，MOSFETQ导通时间固定，用Ton表示。根据式（6）有：
整流桥后的输入电流平均值即电感L1的平均电流，则有
2、主要参数设计
根据临界断续工作模式SEPIC功率因数校正电路的工作原理，可采用L6561为控制芯片来简化电路设计，设计电路如图4所示，其主要设计参数如表1所示。
为了便于介绍电路设计流程，并满足功率要求，本文以Uin=85V/50HzAC来设计相关电路参数。
2.1电感的设计
有效输入电流
则输入电流接近正弦波，由式（18）可得
2.2电容的选择
由电路工作原理可知，电容C1上电压与整流桥输出电容C3上的正弦半波电压保持一致。为取得良好功率因数，电容C1与C3都不可太大，否则输入电流在过零点附近存在明显畸变。同时电容C1和C3不可太小，否则电容上的高频纹波较大，也会导致波形畸变。通常电容C1和C3取一样的电容值。对300W以下的电路，一般不超过1μF。实验电路中取C1=C3=220nF/400V。
输出电解电容C4的选择一般根据掉电保持时间Thold、输出电压纹波和电解电容寿命三种原则来考虑。一般没有特殊要求的情况下也可根据功率情况以1μF/1W作为经验选择。实验电路中取C4=100μF/450V。
2.3分压电阻R3，R4的选择
由于L6561内部基准电压为2.5V，因此
2.4采样电阻RS的选择
根据式（7），开关管Q峰值电流最大值为
2.5电阻R1，R2的选择
则根据L6561的乘法器特性大致确定Comp端电压最大值约为4V。
2.6补偿网络设计
最简单的补偿网络为采用一个电容以提供一个极点，通常可以取带宽BW在20～30Hz，则
3、实验验证
本文以上述设计参数实现的一台80W的SEPICPFC为例，其测量波形与数据如图5和图6所示。
SEPICPFC电路整流桥前的输入电压和电流波形如图5所示，其中通道1为采样电阻为0.5Ω的电流波形，通道2为两个100kΩ分压得到的输入电压波形。实验结果可知，输入电流的实际电流有效值为0.4A，实际输入电压有效值为220V，而且输入电流与输入电压基本同相，其输入电流基本为正弦波，具有良好的功率因数。
电感L1的电流波形如图6所示，其采样电阻为0.1Ω，电压为119mV。因此由实验结果可知电路工作在临界断续模式。
4、结语
SEPICPFC在升降压单级功率因数校正拓扑中具有结构简单、输入输出电压同相和控制简单等优点，在较大功率LED系统中有较大推广价值。本文以L6561控制芯片为基础，给出了一台80W输出的LED前级PFC电路的设计方法，实验结果验证了设计方法的可行性和电路工作的有效性，对于较大LED系统中功率因数校正电路的设计具有一定的实用参考价值和借鉴意义。
关于SEPIC电路,临界断续模式,L6561就介绍完了，您有什么想法可以联系小编。
