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峰值检波器，顾名思义，就是在波动信号中检出最大幅值的装置。它是一个能记忆信号峰值的电路，其输出电压的大小，一直追随输入信号的峰值，而且保持在输入信号的最大峰值。
本文将回顾传统有源峰值检波器电路的工作原理，着重阐述限制带宽的参数和组件；提出消除这些局限性的改进措施并给出比较新电路之性能的仿真结果。
传统的峰值检波器
图 1 和图 2 描绘了两款峰值检波器实施方案。图 1 中的电路是传统的峰值检波器。图 2 中的电路则解决了传统峰值检波器的局限性。该讨论将回顾传统峰值检波器的工作原理，重点阐述电路的局限性，说明改进型电路怎样克服了这些局限性，并探讨进一步改善电路的方法（如图 3 所示）。
图 1 中的电路用于捕捉输入电压 （IN） 的峰值。当 IN 为正时，D1 为反向偏置，D2 为正向偏置，而且在反馈电阻器 R2 中没有电流流动。于是，输出电压 （OUT） 跟踪输入电压 （IN），因为外面的反馈环路把 U1 的输入驱动至虚短路 （V+ = V-）。由于 U2 被配置为一个电压跟随器，因此输出电压跟踪电容器 C1 上的电压。C1 由 U1 的输出电流通过 D2 充电至该电压。R1 负责防止 U1 超过其短路输出电流，并把 U1 与 C1 的电容相隔离，从而避免发生振铃或甚至振荡。只要输入电压为正和不断地增大，这种状态就会保持。
当输入电压减小时，图 1 中的电路改变状态。D2 在输入电压减小时为反向偏置，因为 U1的输出 （D2 的正极） 降至低于 D2 的负极电压 （它等于存储在 C1 上的前一个峰值电压）。在该状态中外面的反馈环路断裂，而且 U1 的输出试图对齐到负轨电压。D1 在该状态中为正向偏置，并提供至 U1 的局部反馈，U1 把 D2 的正极箝位在比输入电压低一个二极管压降。这种保持状态将维持到输入电压超过电容器电压（其等于输出电压） 为止。D1 箝位缩短了从保持状态返回跟踪状态的转换时间。
速度是图 1 所示传统峰值检波器电路的主要局限。输出电压的变化速度不能快于 C1 的充电速度。C1 的充电速度受限于 U1 的短路输出电流、D2 的正向电压降、D2 的换向速度以及由 R1 和 C1 形成之时间常数的指数上升。
改进型峰值检波器
图 2 所示电路的速度和误差指标好于图 1 中的电路。这些改进是克服了传统峰值检波器某些局限性的结果。请注意，整流二极管变更为肖特基势垒型。这种改变减小了正向电压降，从而增大了流过 C1 的初始充电电流。此外，肖特基二极管较快的恢复时间还加快了从跟踪状态至保持状态的转换速度。而且，肖特基二极管较低的反向恢复电荷减少了 C1 上的消隐脉冲电平误差。
虽然肖特二极管上的电压降较低，但是它直接转化为输出，因为没有外面的反馈环路对它实施补偿，而图 1 所示的传统电路中有这样的环路。该电路通过利用 U1 的局部反馈环路中的一个匹配肖特基二极管对它进行平衡以补偿该二极管压降。如果对匹配的二极管施加了相似的偏置，则两个二极管的压降将大部分抵消。R2 设定 D1 中的偏置电流，这将使得 D1 的压降能够抵消 D2 的压降，并最大限度地减小该误差。
R5 和 R6 形成了一个降低输入电压之电平的阻性分压器。D3 把输入电压箝位在比 0V 低一个二极管压降，这就让出了负电源轨的 U1 和 U2。
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电流提升的改进型峰值检波器
图 3 中的电路利用了图 2 所示改进型峰值检波器的方法，并增设了一个电流提升器以增加 C1 的充电电流。电流提升的峰值检波器用匹配的 NPN双极结型晶体管 （BJT） 取代了匹配二极管。该电路的工作方式与图 2 中的电路完全相同，但是它对 C1 充电的速度则大幅度地加快了。
该拓扑给肖特基二极管方法提供了一些替代方案。C1 充电电流增大的倍数等于共集电极 BJT 配置的电流增益。此外，该拓扑还给 C1 提出了一个较低的源阻抗。R3 不再需要，因为发射极跟随器具有大于 U2 的电流供应能力。因此，充电时间常数几乎被免除了。图 3 中电路的速度受限于 U2 的带宽和发射极跟随器的单位增益频率 （fT） 当中较小的那个。Q1 的基极-发射机结的电压降可采用与图 2 中 D2 和 D3 平衡相同的方式由 Q2 的基极-发射极结抵消。
编者结语
编者认为图3所示的电流提升型峰值检波器的改进并非没有代价。然而，对于那些速度和精度十分要紧的应用来说，为了实现这些电路改进而增加功率耗散、组件数目和复杂性可能是很值得的。
关于峰值检波器,检波器就介绍完了，您有什么想法可以联系小编。
