今天小编要和大家分享的是反激开关电源简介 反激开关电源基本原理和工作方式，接下来我将从简介，基本原理和工作方式，反激式变压器的设计，这几个方面来介绍。
反激式变压器适合小功率电源以及各种电源适配器电源适配器 的供应商。但是反激式变换器的设计难点是变压器的设计，因为输入电压范围宽，特别是在低输入电压，满负载条件下变压器会工作在连续电流模式，而在高输入电压，轻负载条件下变压器又会工作在不连续电流模式。
简介
英文名称：FlybackTransformer，FlybackConverter.
优点
反激式变压器的优点有:
1.电路简单,能高效提供多路直流输出,因此适合多组输出要求.
2.转换效率高,损失小.
3.变压器匝数比值较小.
4.输入电压在很大的范围内波动时,仍可有较稳定的输出,目前已可实现交流输入在85~265V间.无需切换而达到稳定输出的要求.
缺点
反激式变压器的缺点有:
1.输出电压中存在较大的纹波,负载调整精度不高,因此输出功率受到限制,通常应用于150W以下.
2.转换变压器在电流连续(CCM)模式下工作时,有较大的直流分量,易导致磁芯饱和,所以必须在磁路中加入气隙,从而造成变压器体积变大.
3.变压器有直流电流成份,且同时会工作于CCM/DCM两种模式,故变压器在设计时较困难,反复调整次数较顺向式多,迭代过程较复杂.
基本原理和工作方式
基本原理
当开关晶体管Trton时,变压器初级Np有电流Ip,并将能量储存于其中(E=LpIp/2).由于Np与Ns极性相反,此时二极管D反向偏压而截止,无能量传送到负载.当开关Troff时,由楞次定律:(e=-N△Φ/△T)可知,变压器原边绕组将产生一反向电势,此时二极管D正向导通,负载有电流IL流通.反激式转换器之稳态波形
导通时间ton的大小将决定Ip、Vce的幅值:
Vcemax=VIN/1-Dmax
VIN:输入直流电压;Dmax:最大工作周期
Dmax=ton/T
由此可知,想要得到低的集电极电压,必须保持低的Dmax,也就是Dmax<0.5,在实际应用中通常取Dmax=0.4,以限制Vcemax≦2.2VIN.
开关管Tron时的集电极工作电流Ie,也就是原边峰值电流Ip为:Ic=Ip=IL/n.因IL=Io,故当Io一定时,匝比n的大小即决定了Ic的大小,上式是按功率守恒原则,原副边安匝数相等NpIp=NsIs而导出.Ip亦可用下列方法表示:
Ic=Ip=2po/(η*VIN*Dmax)η:转换器的效率
公式导出如下:
输出功率:po=LIp2η/2T
输入电压:VIN=Ldi/dt设di=Ip,且1/dt=f/Dmax,则:
VIN=LIpf/Dmax或Lp=VIN*Dmax/Ipf
则po又可表示为:
po=ηVINfDmaxIp2/2fIp=1/2ηVINDmaxIp
∴Ip=2po/ηVINDmax
上列公式中:
VIN:最小直流输入电压(V)
Dmax:最大导通占空比
Lp:变压器初级电感(mH)
Ip:变压器原边峰值电流(A)
f:转换频率(KHZ)
工作方式
反激式变压器一般工作于两种工作方式:
1.电感电流不连续模式DCM(DiscontinuousInductorCurrentMode)或称"完全能量转换":ton时储存在变压器中的所有能量在反激周期(toff)中都转移到输出端.
2.电感电流连续模式CCM(ContinuousInductorCurrentMode)或称"不完全能量转换":储存在变压器中的一部分能量在toff末保留到下一个ton周期的开始.
DCM和CCM在小信号传递函数方面是极不相同的,其波形如图3.实际上,当变换器输入电压VIN在一个较大范围内发生变化,或是负载电流IL在较大范围内变化时,必然跨越着两种工作方式.因此反激式转换器要求在DCM/CCM都能稳定工作.但在设计上是比较困难的.通常我们可以以DCM/CCM临界状态作设计基准.,并配以电流模式控制pWM.此法可有效解决DCM时之各种问题,但在CCM时无消除电路固有的不稳定问题.可用调节控制环增益编离低频段和降低瞬态响应速度来解决CCM时因传递函数"右半平面零点"引起的不稳定.
DCM和CCM在小信号传递函数方面是极不相同的.
DCM/CCM原副边电流波形图
实际上,当变换器输入电压VIN在一个较大范围内发生变化,或是负载电流IL在较大范围内变化时,必然跨越着两种工作方式.因此反激式转换器要求在DCM/CCM都能稳定工作.但在设计上是比较困难的.通常我们可以以DCM/CCM临界状态作设计基准.,并配以电流模式控制pWM.此法可有效解决DCM时之各种问题,但在CCM时无消除电路固有的不稳定问题.可用调节控制环增益编离低频段和降低瞬态响应速度来解决CCM时因传递函数"右半平面零点"引起的不稳定.
在稳定状态下,磁通增量ΔΦ在ton时的变化必须等于在"toff"时的变化,否则会造成磁芯饱和.
因此,
ΔΦ=VINton/Np=Vs*toff/Ns
即变压器原边绕组每匝的伏特/秒值必须等于副边绕组每匝伏特/秒值.
比较图3中DCM与CCM之电流波形可以知道:DCM状态下在Trton期间,整个能量转移波形中具有较高的原边峰值电流,这是因为初级电感值Lp相对较低之故,使Ip急剧升高所造成的负面效应是增加了绕组损耗(windinglose)和输入滤波电容器的涟波电流,从而要求开关晶体管必须具有高电流承载能力,方能安全工作.
在CCM状态中,原边峰值电流较低,但开关晶体在ton状态时有较高的集电极电流值.因此导致开关晶体高功率的消耗.同时为达成CCM,就需要有较高的变压器原边电感值Lp,在变压器磁芯中所储存的残余能量则要求变压器的体积较DCM时要大,而其它系数是相等的.
综上所述,DCM与CCM的变压器在设计时是基本相同的,只是在原边峰值电流的定义有些区别(CCM时Ip=Imax-Imin).
反激式变压器的设计
FLYBACK变压器设计之考量因素
1.储能能力.当变压器工作于CCM方式时,由于出现了直流分量,需加AIRGAp,使磁化曲线向H轴倾斜,从而使变压器能承受较大的电流,传递更多的能量.
Ve:磁芯和气隙的有效体积.
orp=1/2Lp(Imax2-Imin2)
式中Imax,Imin——为导通周期末,始端相应的电流值.
由于反激式变压器磁芯只工作在第一象限磁滞回线,磁芯在交、直流作用下的B.H效果与AIRGAp大小有密切关联,如图4.在交流电流下气隙对ΔBac无改变效果,但对ΔHac将大大增加,这是有利的一面,可有效地减小CORE的有效磁导率和减少原边绕组的电感.
在直流电流下气隙的加入可使CORE承受更加大的直流电流去产生HDC,而BDC却维持不变,因此在大的直流偏置下可有效地防止磁芯饱和,这对能量的储存与传递都是有利的.当反激变压器工作于CCM时,有相当大的直流成份,这时就必须有气隙.
外加的伏秒值,匝数和磁芯面积决定了B轴上ΔBac值;直流的平均电流值,匝数和磁路长度决定了H轴上HDC值的位置.ΔBac对应了ΔHac值的范围.可以看出,气隙大ΔHac就大.如此,就必须有足够的磁芯气隙来防止饱和状态并平稳直流成分.
反激式变压器设计步骤
例如：输入电压:AC90-264V输出电压:19V输出电流:3.16A输出功率:60W频率:70K
Step1.选择CORE材质,确定△B
本例为ADApTERDESIGN,由于该类型机散热效果差,故选择CORE材质应考量高Bs,低损耗及高μi材质,结合成本考量,在此选用FerriteCore,以TDK之pC40orpC44为优选,对比TDKDATABOOK,可知pC44材质单位密度
相关参数如下:μi=2400±25%pvc=300KW/m2@100KHZ,100℃
Bs=390mTBr=60mT@100℃Tc=215℃
为防止X'FMR出现瞬态饱和效应,此例以低△B设计.
选△B=60%Bm,即△B=0.6*(390-60)=198mT≒0.2T
Step2确定CoreSize和Type.
1>求coreAp以确定size
Ap=AW*Ae=(pt*104)/(2ΔB*fs*J*Ku)
=[(60/0.83+60)*104]/(2*0.2*70*103*400*0.2)=0.59cm4
式中pt=po/η+po传递功率;
J:电流密度A/cm2(300~500);Ku:绕组系数0.2~0.5.
2>形状及规格确定.
形状由外部尺寸,可配合BOBBIN,EMI要求等决定,规格可参考Ap值及形状要求而决定,结合上述原则,查阅TDK之DATABOOK,可知RM10,Lp32/13,EpC30均可满足上述要求,但RM10和EpC30可用绕线容积均小于Lp32/13,在此选用Lp32/13pC44,其参数如下:
Ae=70.3mm2Aw=125.3mm2AL=2630±25%le=64.0mm
Ap=0.88cm4Ve=4498mm3pt=164W(forward)
Step3估算临界电流IOB(DCM/CCMBOUNDARY)
本例以IL达80%Iomax时为临界点设计变压器.
即:IOB=80%*Io(max)=0.8*3.16=2.528A
Step4求匝数比n
n=[VIN(min)/(Vo+Vf)]*[Dmax/(1-Dmax)]VIN(min)=90*√2-20=107V
=[107/(19+0.6)]*[0.5/(1-0.5)]
=5.5≒6
匝比n可取5或6,在此取6以降低铁损,但铜损将有所增加.
CHECKDmax:
Dmax=n(Vo+Vf)/[VINmin+n(Vo+Vf)]=6*(19+0.6)/[107+6*(19+0.6)]=0.52
Step5求CCM/DCM临
ΔISB=2IOB/(1-Dmax)=2*2.528/(1-0.52)=10.533
Step6计算次级电感Ls及原边电感Lp
Ls=(Vo+Vf)(1-Dmax)*Ts/ΔISB=(19+0.6)*(1-0.52)*(1/70000)/10=12.76uH
Lp=n*n*Ls=6*6*12.76=459.4uH≒460
此电感值为临界电感,若需电路工作于CCM,则可增大此值,若需工作于DCM则可适当调小此值.
Step7求CCM时副边峰值电流Δisp
Io(max)=(2ΔIs+ΔISB)*(1-Dmax)/2ΔIs=Io(max)/(1-Dmax)-(ΔISB/2)
ΔIsp=ΔISB+ΔIs=Io(max)/(1-Dmax)+(ΔISB/2)=3.16/(1-0.52)+10.533/2=11.85A
Step8求CCM时原边峰值电流ΔIpp
ΔIpp=ΔIsp/n=11.85/6=1.975A
Step9确定Np、Ns
1>Np
Np=Lp*ΔIpp/(ΔB*Ae)=460*1.975/(0.2*70.3)=64.6Ts
因计算结果为分数匝,考虑兼顾原、副边绕组匝数取整,使变压器一、二次绕组有相同的安匝值,故调整Np=60TsORNp=66Ts
考量在设定匝数比n时,已有铜损增加,为尽量平衡pfe与pcu,在此先选Np=60Ts.
2>Ns
Ns=Np/n=60/6=10Ts
3>Nvcc
求每匝伏特数VaVa=(Vo+Vf)/Ns=(19+0.6)/10=1.96V/Ts
∴Nvcc=(Vcc+Vf)/Va=(12+1)/1.96=6.6
Step10计算AIRGAp
lg=Np2*μo*Ae/Lp=602*4*3.14*10-7*70.3/0.46=0.69mm
Step11计算线径dw
1>dwp
Awp=Iprms/JIprms=po/η/VIN(min)=60/0.83/107=0.676A
Awp=0.676/4J取4A/mm2or5A/mm2
=0.1(取Φ0.35mm*2)
2>dws
Aws=Io/J=3.16/4(Φ1.0mm)
量可绕性及趋肤效应,采用多线并绕,单线不应大于Φ0.4,Φ0.4之Aw=0.126mm2,则0.79(即Ns采用Φ0.4*6)
3>dwvccAwvcc=Iv/J=0.1/4
上述绕组线径均以4A/mm2之计算,以降低铜损,若结构设计时线包过胖,可适当调整J之取值.
4>估算铜窗占有率.
0.4Aw≧Np*rp*π(1/2dwp)2+Ns*rs*π(1/2dws)2+Nvcc*rv*π(1/2dwv)2
0.4Aw≧60*2*3.14*(0.35/2)2+10*6*3.14+(0.4/2)2+7*3.14*(0.18/2)2
≧11.54+7.54+0.178=19.26
0.4*125.3=50.12
50.12>19.26OK
Step12估算损耗、温升
求出各绕组之线长.求出各绕组之RDC和Rac@100℃求各绕组之损耗功率加总各绕组之功率损耗(求出Total值)如:Np=60Ts,Lp32/13BOBBIN绕线平均匝长4.33cm
则INp=60*4.33=259.8cmNs=10Ts
则INS=10*4.33=43.3cm
Nvcc=7Ts
则INvc=7*4.33=30.31cm
查线阻表可知:Φ0.35mmWIRERDC=0.00268Ω/cm@100℃
Φ0.40mmWIRERDC=0.00203Ω/cm@100℃
Φ0.18mmWIRERDC=0.0106Ω/cm@100℃
R@100℃=1.4*R@20℃
求副边各电流值.已知Io=3.16A.
副边平均峰值电流:Ispa=Io/(1-Dmax)=3.16/(1-0.52)=6.583A
副边直流有效电流:Isrms=√〔(1-Dmax)*I2spa〕=√(1-0.52)*6.5832=4.56A
副边交流有效电流:Isac=√(I2srms-Io2)=√(4.562-3.162)=3.29A
求原边各电流值:
∵Np*Ip=Ns*Is
原边平均峰值电流:Ippa=Ispa/n=6.58/6=1.097A
原边直流有效电流:Iprms=Dmax*Ippa=1.097*0.52=0.57A
原边交流有效电流:Ipac=√D*I2ppa=1.097*√0.52=0.79A
求各绕组交、直流电阻.
原边:RpDC=(lNp*0.00268)/2=0.348Ω
Rpac=1.6RpDC=0.557Ω
副边:RSDC=(lNS*0.00203)/6=0.0146Ω
Rsac=1.6RSDC=0.0243Ω
Vcc绕组:RDC=30.31*0.0106=0.321Ω
计算各绕组交直流损耗:
副边直流损:pSDC=Io2RSDC=3.162*0.0146=0.146W
交流损:psac=I2sac*Rsac=3.292*0.0234=0.253W
Total:ps=0.146+0.253=0.399W
原边直流损:ppDC=Irms2RpDC=0.572*0.348=0.113W
交流损:ppac=I2pac*Rpac=0.792*0.557=0.348W
忽略Vcc绕组损耗(因其电流甚小)Totalpp=0.461W
总的线圈损耗:pcu=pc+pp=0.399+0.461=0.86W
2>计算铁损pFe
查TDKDATABOOK可知pC44材之△B=0.2T时,pv=0.025W/cm2
Lp32/13之Ve=4.498cm3
pFe=pv*Ve=0.025*4.498=0.112W
ptotal=pcu+pFe=0.6+0.112=0.972W估算温升△t依经验公式△t=23.5pΣ/√Ap=23.5*0.972/√0.88=24.3℃
估算之温升△t小于SpEC,设计OK.
Step13结构设计
查Lp32/13BOBBIN之绕线幅宽为21.8mm.
考量安规距离之沿面距离不小于6.4mm.
关于反激开关电源,电子元器件资料就介绍完了，您有什么想法可以联系小编。
