本设计中选用SRQ一2116正交混频解调器，采用Agilent VNA E5071C网络分析仪测试相位不平衡度。图3给出用SRQ一2116评估板测试的结果。由图3可见，在1 943～1964 MHz范围内相位不平衡度远小于2°。
RF为一25
在这种情况下对镜像的抑制可达35 dB。
2、本振泄漏的抑制
LO泄漏调零的HyperLynx原理电路见图5。R28和R31阻值为8 kΩ，为使基带信号的正交耦合最小，可以增大旁路电容C24和C30。连接S6的1，2将电压源连到IBIAS，将IBIAS电压从零开始往上调整，同时观察LO泄漏是增大还是减少。如果减少，说明IBIAS偏置的极性是对的；如果增大，则负向调整IBIAS偏置，或将S6连接改为2，3。用同样的方式调整QBIAS，优化IBIAS，QBIAS，使LO的泄漏趋近于零。
通过在I／Q端口引入直流偏置的方法可以对RF端口的LO泄漏进行调零，使其泄漏电平低于--80 dBm。但会引起I／Q端IF接口的阻抗不匹配而使性能变差，因此必须使I／Q端口和ADC驱动电路相匹配。如果不匹配，LO的二次谐波会泄漏到解调器的I／Q输出端口，这种泄漏将抵消LO调零的效果，而且LO信号在I／Q中频IF端口反射产生的残余直流成分会影响调零状态。
中频滤波器的仿真见图6。通过中频低通滤波器可以去掉信号中不必要的高频成分，降低采样频率，避免频率混淆，去掉高频干扰。本设计采用了ADS仿真软件进行了滤波器的设计及仿真。为了更好地观察更高频率的结果，特地增加了仿真的频率范围。通过仿真结果可以看到，在射频范围内滤波器能够比较好地满足实际的要求。
RLC滤波电路见图7。选择50Ω的阻值并根据转角频率1／（2RC）选择合适的电容C，这样可以充分滤除fLO和2fLO杂波，而且不会影响基带最高频率处的频响特性平坦度；对于I+／I一和Q+／Q一端的共模fLO和2fLO信号，RC网络相当于一个25Ω的端接电阻。RC网络为fLO和2fLO泄漏提供了吸收路径；电感则提供了高阻路径来抑制反向辐射。通过测量可知，对fLO和2fLO泄漏的抑制分别可达8 dB和14．5 dB。
