图1 独立调节双路输出单级反激PFC变换器及其开关时序
Flyback 变换器在DCM 模式下具有天然的PFC能力，输入电流可以自动跟踪输入电压且保持较小的电流失真。如果变换器工作在DCM、定频、定占空比下，变换器可以获得较高的功率因数。对于本文提出的双路输出反激变换器，在DCM 模式无交叉影响的条件下，如果每一路均可以实现较高的功率因数，那么整个变换器也可以实现较高的功率因数。
3 功率因数校正控制实现
如图2 所示为电压型PWM 控制双输出单级反激PFC LED 驱动器及控制实现。每路均采用LED串联方式连接。A、B 两路输出电流的采样电压Voa、Vob分别与两个参考电压Vref1、Vref2进行比较，再通过误差比较器产生误差信号Ve1、Ve2.锯齿波信号Vsaw同时与这两个误差信号进行比较产生C1，C2 信号。
由时分复用信号产生器产生的时分复用信号TMS给选择器提供选择信号，进而决定在一个周期内控制器选择每路的占空比信号C1 或C2.选择器的输出信号Vs1经过隔离后作为主开关Q1 的驱动信号，而时分复用信号Vsa（ TMS） 及其互补信号Vsb分别作为开关Q2、Q3 的驱动信号。
图2 双路输出单级反激PFC 驱动器及控制环路示意图。
图3 所示为双路输出单级反激PFC 变换器原边电流iQ1，副边电流iQ2，iQ3的控制时序示意图，图中时分复用信号（ TMS ） 决定了调节的支路。当TMS = 1 时，变换器对A 路进行调节，此时变换器根据A 路的设计参数进行工作，此路原边与副边开关电流峰值包络线分别如图3 中的IQ1_A（ θ） 和Ipkp_Q2（ θ） 所示； 当TMS = 0 时，变换器对B 路进行调节，此时变换器就根据B 路的设计参数进行工作，此路原边与副边开关电流峰值包络线分别如图3 中的IQ1_B（ θ） 和Ipkp_Q3（ θ） 所示； 变换器输入平均电流为两路输入电流的平均值，如图3 中的IQ1_avg（ θ） 所示。
图3 双路输出单级反激PFC 变换器控制时序示意图。
为了实现定占空比控制，单级反激PFC 变换器误差放大器的带宽必须要小于2 倍工频，一般为10~ 20Hz 左右，这样设置的误差放大网络对输出工频纹波及输入的正弦电压不会很敏感，即可实现定占空比要求，从而实现PFC。
