其中Lg、Ls为片上平面螺旋电感，M1是共源放大管，共栅管M2起隔离作用，减少M1栅漏电容的密勒效应。式（1）表明，当：
没有优化的SNIM电路中最佳噪声阻抗都远远大于源阻抗，所以可以利用式（6）、式（7）中Zopt与Cgs成反比的特点，增加M1管的尺寸以增大Cgs、减小Zopt，最终实现电路的噪声匹配。而增大M1的尺寸意味着要增加功耗（为了保证M1、M2都工作在饱和区且有一定的电压裕度，M1管的栅源电压可以变化的范围很小）。所以利用SNIM技术设计的LNA都有相当大的功耗，这不能满足对低功耗电路的要求。
1.2 PCSNIM 结构LNA分析
根据上面推导分析，可以在不改变M1管尺寸的条件下，在M1管栅源上并联电容C1以间接增大栅源电容（如图2），实现功率约束下的噪声和输入匹配。
从信号源看到的网络输入阻抗为：
由上述推导知：电容反馈的引入会使源极负反馈电感Ls增大，电感Ls增大导致系统增益下降及噪声性能在一定程度上的恶化；电容反馈的引入还会使系统的等效跨导减小，导致系统增益减小20logk；使系统的截止频率减小为原来的1/k，一定程度上恶化了系统的噪声性能。
综上所述，虽然利用PCSNIM技术实现了功耗约束下的输入匹配和噪声优化，但付出的代价也很大，特别是在低功耗要求下系统增益减小和系统高频特性的恶化［1］。
2、IPCSNIM 结构LNA分析
由上面的分析可以看出：矛盾的关键在于，并联电容C1的引入虽然实现了功耗约束下的输入匹配和噪声优化，但也导致系统增益下降和高频特性恶化。而Ls主要起输入阻抗匹配作用，对系统的噪声特性影响很小。所以可以改变并联电容C1的位置以有效解决这个矛盾。
改进方案如图3所示。其中R1、M3为M1提供直流工作点，R2隔离R1和M3的噪声对M1的影响，R2越大越好，一般为兆欧量级；电容C2作用与C1类似，起到降低最佳噪声阻抗的作用如式（9）、式（10）。
